作者： Philip Karantzalis，高級應用工程師和Frances De La Rama，產品應用工程師

為何要組合使用低通濾波器(LPF)和模數轉換器(ADC)驅動器？

為了減小模擬信號鏈的尺寸，降低其成本，并提供ADC抗混疊保護（ADC采樣頻率周圍頻段中的ADC輸入信號不受數字濾波器保護，必須由模擬低通濾波器(LPF)進行衰減）。20 V p-p LPF驅動器一般用于工業、科技和醫療(ISM)設備中，該設備必須使用具有更低滿量程輸入的高速ADC對傳統的20 V p-p信號范圍進行數字化處理。

(資料圖)

通過驅動ADC實現優化的混合信號性能，這是一大設計挑戰。圖1所示為標準的驅動器ADC電路。在ADC采集期間，采樣電容將反沖RC濾波器中指數衰減的電壓和電流。混合信號ADC驅動器電路的最佳性能受到多個變量影響。驅動器的建立時間、RC濾波器的時間常數、驅動阻抗，以及ADC采樣電容的反沖電流在采樣時間內相互作用，導致產生采樣誤差。采樣誤差隨著ADC位數、輸入頻率和采樣頻率的增大而增大。

標準ADC驅動器具有大量實驗數據樣本，可用于可靠的設計流程。但缺乏實驗數據來引導進行驅動ADC的低通濾波器設計。本文介紹集成模擬低通濾波、信號壓縮和ADC驅動器的LPF驅動器電路（參見圖2）。

表1列出了圖2所示電路的性能變量。下方的實驗室數據和分析旨在引導說明，給出圖2所示的電路的時間和頻率響應限值。

表1.圖2所示電路的性能變量

信噪比(SNR)和總諧波失真(THD)是衡量系統動態性能的兩個重要參數。能否實現最佳性能，取決于ADC和信號調理級的組合，在本文中，后者包括三階低通濾波器和單端至差分轉換器。圖2所示的LPF驅動器電路的–3 dB帶寬和建立時間會有所不同，有關SNR和THD的測量值，請參見表2至表5。本文將會探討受測變量和這些變量對系統性能的影響。

比較信號帶寬為1 MHz與2 MHz和0.5 MHz時系統的性能。當–3 dB點分別為558 kHz、1 MHz、和2.3 MHz，其性能如表2所示。將截止頻率降低至558 kHz，LPF噪聲帶寬隨之降低，但SNR提高。將截止頻率增大至1 MHz或2.3 MHz，LPF驅動器建立時間縮短，THD降低。

圖1.標準ADC驅動器和RC濾波器。

圖2.LPF驅動器和ADC電路。

表2.R = 750 Ω時三種截止頻率對應的LPF驅動器性能

更改圖2所示的R或C可以更改截止頻率。使用C電容來設置截止頻率時，LPF驅動器THD更低；R電阻值降低，有助于略微改善SNR；如表3所示。

表3.R = 412 Ω時三種截止頻率對應的LPF驅動器性能

LPF的RQ電阻可設置時間響應。RQ越高，過沖越大，建立時間越長。RQ越低，過沖越小，建立時間越短。圖3顯示使用150 ?和75 ? RQ電阻時對應的LPF瞬態響應。我們測試了使用不同的RQ時LPF驅動器的性能，測試結果如表4所示。

圖3.不同的RQ值對應的過沖和建立時間。

表4.不同的RQ值對應的LPF驅動器性能

根據實際測量得出的數據，使用75 ?和150 ? RQ對SNR和THD性能沒有明顯影響，只是影響過沖和建立時間的一個因素。

表5中的數據顯示，如果使用LTC2387-18，在10 MSPS時系統的THD性能低于15 MSPS時（在10 MSPS時，圖2中的RC驅動器電容C3和C4的值為180 pF）。

注：在10 MSPS時，LTC2387-18和LTC2386-18的采樣時間分別為61 ns和50 ns。

表5.采樣速率為10 MSPS和15 MSPS時的LPF驅動器性能

驅動器和ADC之間的RC濾波器用于限制帶寬，確保實現寬帶寬低噪聲，且實現更優的信噪比。RC數值決定–3 dB截止頻率。降低R有時可能導致響鈴振蕩和不穩定。增大R會增大采樣誤差。使用更低的C值，會導致更高的電荷反沖，但充電時間更快。使用更高的C值，可以降低電荷反沖，但充電時間會變慢。此外，設置RC值是確保在給定的采樣時間內獲取穩定樣本的關鍵。使用數據手冊的推薦值和精密ADC驅動器工具給出的建議值會是一個非常不錯的起點。

精密ADC驅動器工具是一款綜合工具，可以幫助預測在驅動器和ADC之間使用不同的RC值系統的性能。可以使用這款工具檢查的參數包括電荷反沖、采樣誤差和采樣時間。

使用25 ?和180 pF RC實現更低的–3 dB截止頻率時，輸入信號建立時間和電荷反沖會受到影響。要實現更低的–3 dB截止頻率，并確保輸入信號在采集時間內正確建立，我們可能需要使用更低的采樣速率。根據LTC2387-18數據手冊，采樣時間通常是周期時間減去39 ns。在15 MSPS使用LTC2387-18時，采樣時間為27.67 ns，在10 MSPS使用此器件時，采樣時間為61 ns。

圖4.使用不同采樣速率時的電荷反沖、RC_Tau、采樣時間：(a) 15 MSPS采樣速率，LTC2387-18使用建議的RC值（25 Ω和82 pF），(b) 15 MSPS采樣速率，LTC2386-18使用建議的RC值（25 Ω和180 pF），(c) 10 MSPS采樣速率，LTC2386-18使用建議的RC值（25 Ω和180 pF）。

借助精密ADC驅動器工具，圖4a至4c匯總列出了使用不同的RC值時對應的反沖差值和RC時間常數(Tau)，以及采樣速率為10 MSPS和15 MSPS時的采樣時間。圖4a顯示LTC2387-18在15 MSPS采樣速率下，使用推薦RC值（25 ?和82 pF）時的建立響應。圖4b顯示在C為180 pF時，得出的RC時間常數更高，這導致在15 MSPS采樣速率、27.6 ns采樣時間內輸入信號無法建立。圖4c使用與圖4b相同的RC值（25 ?和180 pF），但在使用10 MSPS采樣速率、采樣時間增加至61 ns之后，信號能夠建立。

可以通過更改R或C來實現LPF驅動器的–3 dB截止頻率。電阻噪聲是系統總噪聲的組成部分。根據噪聲計算公式，從理論上來說，降低電阻值可以降低電阻噪聲。為了進行驗證，我們嘗試了兩個不同的電阻值作為LPF驅動器R，分別是750 ?和412 ?。從理論來說，R更低時得出的SNR應該更佳，但從實際獲得的數據來看，如表2和表3所示，SNR并無很大改善，相反，這會對THD性能產生更大影響。

LPF電阻（圖1中的R）越低，放大器所需的電流越大。使用更低的電阻值時，運算放大器的輸出電流高于最大線性驅動電流。

在選擇要使用的ADC驅動器時，實現器件最佳性能所對應的規格至關重要。我們使用兩個ADC驅動器來收集數據，分別是ADA4899-1和LTC6228。這些ADC驅動器非常適合用于驅動LTC2387-18，后者用于進行實驗室測量。在選擇ADC驅動器時考慮的一些規格包括帶寬、電壓噪聲、諧波失真和電流驅動能力。根據已完成的測試，從THD和SNR這兩個方面來看，ADA4899-1和LTC6228的性能差異可以忽略。

圖5顯示LPF電路。5個相同電阻（R1至R5）、1個用于調節LPF時間響應的電阻(RQ)、2個相同的接地電容（C1和C2），以及1個數值為接地電容1/10的反饋電容(C3)，這些器件構成了LPF無源組件（±1%電阻和±5%電容）。

圖5.LPF電路。

R1至R5 = R，C1和C2 = C。

要盡量降低失真，電阻R1至R5的值必須在600 ?至750 ?范圍內。

?設置R = 750 ?

?C = 1.5E9/f_3dB（最接近標準的5%電容pF），f_3dB為LPF –3 dB頻率（注2）

?例如：如果f_3dB為1 MHz，那么C = (1.5E9)/(1E6) = 1500 pF

?C3 = C/10

?RQ = R/5或R/10（注3和4）

注1.簡單的濾波器設計只需要一個計算器，無需使用非線性s域公式。

注2.如果R = 619 ?，那么C = 1.8E9/f_3dB，f_3dB為LPF –3 dB頻率。

注3.RQ = R/5，用于實現最大阻帶衰減，RQ = R/10，用于實現低過沖和快速建立時間。

采用RQ/5和RQ/10時，在10× f_–3dB時，阻帶衰減分別為–70 dB和–62 dB。

注4.如果RQ = R/10，–3 dB頻率比RQ = R/5時低7%，也就是說，R1至R5等于RQ/5時R的0.93。

注5.LPF驅動器差分輸出至ADC輸入的PCB線路距離為1"’或更低。

注6.LPF運算放大器的V_CC和V_EE分別為6 V和–1 V，輸出線性電壓擺幅為0 V至4.098 V。

根據表2至表5的SNR和THD數據，我們可以了解圖2所示電路的性能。通過增大電容來降低LPF帶寬，這會增大SNR（降低LPF噪聲帶寬）。LPF帶寬越低，失真程度越高（因為LPF建立時間比實現最低采樣誤差所需的時間長）。此外，如果LPF電阻值太低，THD會隨之降低，因為LPF運算放大器需要驅動反饋電阻和反相運算放大器輸入電阻（運算放大器輸出電流更高時，失真程度降低）。

LTC2387-18 ADC采用10 MSPS采樣頻率時，LPF通帶必須為1 MHz或高于1 MHz，以盡可能降低THD。將LPF設置為1 MHz，是對SNR、THD和足量ADC混疊抑制的任意妥協。

運算放大器

模數轉換器

主要顧問：

混合信號部門的高級應用工程師Guy Hoover和Clarence Mayott。

精密ADC驅動器工具設計師Anne Mahaffey

Analog Devices, Inc. (NASDAQ: ADI)是全球領先的半導體公司，致力于在現實世界與數字世界之間架起橋梁，以實現智能邊緣領域的突破性創新。ADI提供結合模擬、數字和軟件技術的解決方案，推動數字化工廠、汽車和數字醫療等領域的持續發展，應對氣候變化挑戰，并建立人與世界萬物的可靠互聯。ADI公司2022財年收入超過120億美元，全球員工2.4萬余人。攜手全球12.5萬家客戶，ADI助力創新者不斷超越一切可能。更多信息，請訪問www.analog.com/cn。

Philip Karantzalis自1973年就一直從事模擬信號電路和系統的測試和設計工作。他于1986年加入ADI公司信號調理部門，為數據采集、RF調制器、解調器和混頻器、ADC和高精度測試系統提供基帶信號設計。Philip目前擔任ADI公司精密系統部的高級應用工程師。作為紐約市RCA電子學院的一名畢業生，曾在舊金山州立大學學習高等數學。

Frances de la Rama于2007年加入ADI公司公司，擔任技術員。2014年至2019年通過ADI的繼續教育計劃(CEP)攻讀電子工程學位，他畢業于菲律賓科技大學達義分校。2019年成為菲律賓開發中心（PDC，前身為設計、布局和應用）的一員，隸屬于ADI產品應用團隊。在早期的工作中，他主要負責線性產品和解決方案，側重于放大器領域；現在，他主要從事以ADBT100x為核心產品的電池化成和測試(BFT)工作。

關鍵詞：